零漂移精密运算放大器:测量和消除混叠 以实现更精确的电流检测

2019-08-16 15:38:47 来源:安森美
零漂移精密运算放大器是专为由于差分电压小而要求高输出精度的应用设计的专用运算放大器。它们不仅具有低输入失调电压,还具有高共模抑制比(CMRR)、高电源抑制比(PSRR)、高开环增益和在宽温度及时间范围的低漂移(见表1)。这些特征使其非常适用于诸如低边电流检测和传感器接口、特别是具有非常小的差分信号的应用。

 

关键参数 符号 单位 重要性
输入失调电压 VOS or VIO µV 较低的偏移量使较低的微分电压得以精确测量
输入失调电压漂移 dVOS/dT or ΔVOS/ ΔT µV/°C 较低漂移可防止失调电压随温度变化。
共模抑制比 CMRR dB 高CMRR表明,失调电压不易受共模电压变化的影响。
开环电压增益 AVOL dB 高开环增益导致更好的闭环增益精度。
电源抑制比 PSRR dB 高PSRR意味着失调电压不易受电源变化的影响。
 
表1. 影响运算放大器准确度和精密度的关键参数。
 
虽然零漂移运算放大器制造商有时声称这些器件没有混叠效应,但实际上它们可能容易出现混叠,因为这些器件使用采样来最小化输入失调电压。因此,设计人员应测试其运算放大器电路的混叠效应。

 
经证实使用频谱或网络分析器的传统方法检测混叠是不够的,因此建议设计人员使用一种测量技术,将输入扫过一个频率范围,并在示波器上观察运算放大器的输出。本文将这种测试方法应用于不同的运算放大器,以观察不同的零漂移运算放大器在混叠方面的差异。测试的器件包括安森美半导体和竞争对手的自动调零和斩波稳定类型。

 
本文首先阐述了输入失调电压对运算放大器性能的影响,以及零漂移、斩波稳定运算放大器与通用运算放大器在性能上的差异。接下来描述斩波稳定运算放大器的运行,以及当输入信号接近或超过运放偏移校正频率时,这些放大器中发生的采样如何导致混叠。斩波稳定结构并不是实施零漂移运算放大器的唯一方法,并且将斩波稳定结构与另一种称为自动调零的零漂移结构进行了比较。

 
在给出了各种运算放大器的混叠测量后,本文解释了奈奎斯特采样(Nyquist sampling)理论如何确定无混叠的允许输入频率范围,以及如何应用简单的低通滤波器来防止混叠。本文后面的章节阐释了零漂移运算放大器中运放输入失调电压与其他参数如瞬态响应、启动时间、轨对轨运行、低频噪声和输入电流之间的关系。最后,阐释了SPICE模型不能解释像混叠这样的零漂移效应。


为何输入失调电压很重要?


失调电压是限制能可靠捕获的最小信号的参数之一。这定义了低动态范围级别。

 
输入失调电压是所有运算放大器的关键参数。在数据表中,它通常被称为VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之间固有的差分电压,衡量输入对匹配程度。对于理想运算放大器,在闭环系统中VIN+ = VIN-。在现实世界中,由于输入失调电压的影响,VIN-不会等于VIN+。

 
尽管有一些硅级设计技术可以用来改进输入对匹配,但是制造工艺是产生输入失调电压的主要因素。半导体材料中的缺陷导致输入引脚之间的内部电压差。制造工艺引起的不同类型的缺陷会产生不同的温度系数。

器件间的这差异会导致特定器件的漂移(不同温度下的输入失调电压漂移)高于或低于数据表上的典型值。此外,漂移系数随温度的变化可能是正的,也可能是负的。这使得很难简单地校准应用中的输入失调电压。在某些情况下,减小传统线性运算放大器中的偏移或漂移会导致功耗的损失。

 
输入失调电压乘以增益并加到输出电压中,实质上向输出增加误差因子,如图1所示。这个参数在测量小差分电压时变得至关重要。随着差分电压的减小,由输入失调电压引起的误差增大。

 
图1. 差分放大器配置中带有运算放大器的电流检测。
低失调电压至关重要,因为输入失调电压被噪声增益放大,在输出端产生偏移误差。

 
在图1所示的差分放大电路中,输出电压是信号增益项和噪声增益项之和:



作为内部运放参数,输入失调电压与噪声增益而不是信号增益相乘。这将导致输出偏移误差。

 
尽量减小这种偏移量的一种精密放大器,利用多种技术来降低输入失调电压。对于零漂移放大器,这特别适用于低频和直流信号。表2比较了常用的通用运算放大器与斩波稳定的零漂移放大器的最大输入偏移量。

 
 

器件 说明 最大VOS @ 25°C
LM321[1] 传统通用运算放大器 7000 µV
NCS20071[2] 通用运算放大器 3500 µV
NCS21911[3] 斩波稳定零漂移运算放大器 25 µV
NCS333A[4] 斩波稳定零漂移运算放大器 10 µV
 
 
 
表2. 比较常用的通用运算放大器与斩波稳定零漂移运算放大器的最大失调电压。

 

零漂移运算放大器的构成?


精密运放能够实现“零漂移”失调电压,随着温度和时间的变化,通过多种技术保持低输入失调电压。放大器可实现这的方法之一是使用一种定期测量输入失调电压并校正输出端偏移量的设计技术。这种结构称为斩波稳定结构。

 
与所有工程解决方案一样,零漂移运算放大器也有其局限性。一个不太明显的原因是斩波稳定放大器的内部电路包含钟控系统。安森美半导体的NCS333[4]和NCS21911[3] 中所用的斩波稳定结构的简化框如图2所示。

 
虽然有些人可能会认为,这种类型的斩波是一个实时系统,但实践表明,它容易受到经典采样系统的混叠或外差问题的影响。斩波稳定运算放大器的主要伪像发生在信号接近斩波器的时钟频率时。本文使用了混叠这个词,但所含的问题称为外差可能更为恰当。

 
在图2中,下信号路径是斩波器采样输入失调电压的地方,然后用于校正输出偏移量。此偏移校正频率在放大器的总带宽内。由于这种结构使用采样法,所以当输入信号频率保持在相关奈奎斯特(Nyquist)频率以下时,就会表现出最佳性能。

 
这意味着输入信号频率不仅需要在闭环带宽范围内,而且还要在偏移校正频率的一半范围内才能达到最佳性能。这使得斩波器保持高于Nyquist速率的采样频率,消除了混叠的可能性。当信号频率超过Nyquist频率时,可能在输出端发生混叠。由于使用采样系统,故这是所有斩波器和斩波稳定结构的固有限制。
 


斩波器稳定的结构得益于具有前馈路径,如图2框图的上信号路径所示,这是一种将增益带宽扩展到采样频率之外的高速信号路径。这不仅有助于保留输入信号的高频分量,而且还能提高低频的环路增益。假设运算放大器的开环增益下降了-20 dB/十年。当单位增益带宽增加时,图也向更高增益方向移动。

 
在图3中给出了一个例子,当运算放大器被放入闭环系统时,系统的开环增益增加,提高了系统的闭环精度。这对于低边电流检测和传感器接口应用特别有用,在这些应用中,信号是低频的,差分电压相对较小。

图3. 开环增益随两个斩波稳定放大器的频率变化而变化。更高带宽的NCS21911显示增加单位增益带宽也如何增加总开环增益。增加的开环增益提高闭环系统的精度,即使是直流系统。

 
然而,并不是所有的零漂移放大器都一样。架构的不同实施可能有不同的结果。即使由于采样的限制,安森美半导体的NCS333和NCS21911系列运算放大器与其他制造商的竞争器件相比有最小的混叠,不太容易受到混叠效应的影响。这是因为安森美半导体的专利方案使用两个级联的、对称的、RC陷波滤波器调谐到斩波频率和它的5次谐波,以减少混叠效应。

 
另一种零漂移架构被称为“自归零”。图4所示的自归零架构的框图类似于斩波稳定架构,但实现方式不同。自归零架构有主放大器和稳零放大器。此方法还使用时钟系统。

 
在第一阶段,开关电容保持前一相位在稳零放大器输出的偏移误差。在第二阶段中,利用稳零放大器输出的偏移量来校正主放大器的偏移量。自归零和斩波稳定放大器的结构差异导致噪声性能和混叠灵敏度的差异,这将在后面的章节中讨论。


Auto-Zero Amplifier: 自归零放大器High frequency path:高频路径Main amp: 主放大器
Switch: 开关Nulling amp:稳零放大器Low frequency path:低频路径
图4. 自归零运放的简化框图

 

确定零漂移放大器时钟频率


许多零漂移放大器数据表不提供关于内部时钟频率的信息。有时,可能在应用部分的段落中提及。有时,可通过噪声或带宽图中的扰动来识别所指的时钟频率。因此,取决于用户测试电路是否易受混叠的影响。

 
这里分享的方法非常简单:它包括在一定范围的频率扫描放大器输入到增益带宽乘积,同时观察示波器上的运算放大器输出。据作者所知,所有已知的零漂移放大器的内部时钟频率在放大器的增益带宽内,通常在增益带宽的大约三分之一处。这些放大器将在小于该频率一半的信号带宽上表现最佳。


发现和测试混叠


一些零漂移放大器的数据表声称它们没有混叠。可以假设这些制造商尽力测量任何可能的混叠,但没有发现。安森美半导体在零漂移放大器的开发中,对竞争放大器的初始测量也证明没有混叠。当时,在竞争对手器件的输出中没有发现伪时钟。然而,进一步的测试表明,使用简单的基于示波器测量技术仍可发现这些器件有混叠。

 
客户报告使用一些制造商的零漂移运放的系统出现问题,同时发现混叠。在这些情况下,共同主题是感兴趣的信号、低频或直流信号在哪里具有叠加的高振幅、高频干扰或纹波信号。端部系统的结果各不相同,包括闭环系统在不正确条件下稳定和系统无法报告正确信号。

 
过去发现混叠现象的工作涉及到使用精密的光谱和网络分析系统,这些系统提供了不确定的结果。为了采取更基本的方法,把示波器连接到放大器输出以便于直接视觉观察。对于输入激励,使用发生器在预期时钟频率处(和视乎需要的其它地方)扫描输入频率,以查看是否可以在输出端产生“拍频”。这种方法很好用,考虑到最初的工作是采用 +1的增益配置,如图5所示,可以说是最线性的运算放大器配置之一。


SIGNAL GENERATOR: 信号发生器OSCILLOSCOPE: 示波器
图5. 检测混叠的测试电路是个简单的单位增益缓冲器。该技术的实质是在示波器查看器件输出。频谱和网络分析仪似乎并不总是检测与零漂移放大器内部工作相关的信号。


为这测试选择的第一个运算放大器是安森美半导体的NCS325自归零技术放大器,而不是像测试的其他器件的斩波稳定放大器。从理论上讲,自归零结构将比斩波稳定型呈现更显著的混叠效应,这使得验证测试成为一种方便的首选。图6描绘了NCS325的混叠。测量熟悉的放大器第一次使验证这些测试很容易,因为时钟频率是已知的。


 


图6. 对第一个放大器的混叠输出进行了测试,安森美半导体的NCS325用于一个简单的
+1V/V缓冲器中。上面的蓝线是输入信号,下面的橙线是在放大器输出处看到的混叠。

 
在这一点上,重要的是要记住,混叠不是采样放大器的缺陷,而是一种行为。对这种行为的了解,以及如何避免这种行为,可以使零漂移放大器工作在最佳状态。

 
在检查NCS325之后,接下来对安森美半导体的斩波稳定放大器NCS333进行测试。这里产生了一个有趣的结果,可能发现在两倍时钟频率处出现唯一明显的混叠。这表明执行该测试以发现混叠可能需要在放大器的整个带宽内进行扫描以检测这些信号。图7描述了NCS333的混叠信号。

 

图7. NCS333斩波稳定型零漂移运算放大器的混叠。这种混叠现象预计会发生在时钟频率附近,但我们却没有发现混叠。但在时钟频率的二次谐波中确实出现了混叠现象。


我们对竞争对手的零漂移斩波稳定放大器也进行了混叠测试。该流行的放大器数据表表明它没有混叠。然而,图8描绘了在内部时钟的基本频率上的混叠。对于这种放大器,以前采用频谱和网络分析器进行的广泛测试无法发现时钟或其频率的迹象。

 

 
同样,带宽2 MHz的NCS21911精密运算放大器在输入信号为500 kHz,增益约为G=-1V/V时显示有混叠,如图9所示。


 

但在相同条件下与其他制造商的对应产品相比,NCS21911的混叠得到了较好的控制,如图10所示。

 
另一示例显示在NCS21911和竞争对手的2MHz斩波稳定精密运算放大器的比较中。NCS21911显示单位增益缓冲电路中1MHz至2MHz范围内的最小混叠,如图11所示。相比之下,竞争对手的器件在1 MHz处表现正常,在1.5 MHz处表现出有混叠,以及在2 MHz(连同带宽)时的混叠减少,如图12所示。

 

并非每个斩波稳定放大器都是相同的。因此在整个工作频率范围内测试每个器件至关重要。


易混叠的系统


当感兴趣的信号伴随着杂散信号的高频耦合或大的高频纹波时,系统容易出现混叠。结果可能仅包括传递不正确或有噪音的值,或控制回路落在不正确的工作点上。

 
根据Nyquist采样定理,零漂移时钟应至少是感兴趣信号的最大频率分量的两倍。换句话说,输入信号的最大频率应该小于或等于放大器内部时钟的一半。

 
如何遵守Nyquist采样理论?确定信号频率的上限(fin < fCLOCK/2)很容易,但杂散信号、噪声或纹波的拾取可能包含高于Nyquist频率的频率。然后,这些频率可能混入适当的频率范围,从而导致错误或不正确的读数。

 
为了确保输入信号的频率成分被限制到可用的频率范围,可以在放大器之前添加低通滤波器。此滤波器用作抗混叠滤波器。通过衰减较高频率(超出Nyquist频率),减少或消除混叠效应。

 
在放大器输入之前,抗混叠滤波必须是纯模拟滤波。通常一个简单的RC滤波器就足够了,如图13所示。无需复杂的滤波器架构。不要将放大器配置为有源滤波器电路中滤波器的一部分。

 
级联零漂移放大器也可能带来风险,因为多个时钟频率可能相互作用并导致混叠。
 

瞬态响应考量


由于斩波器通道结构采用基于时间的采样方式,使得零漂移放大器实现较低的偏移量具有一定的时间特性,这就意味着偏移校正不会立即发生。在放大器输入的大的动态步,或者更糟的是,输入过载可以创造条件,使环路将需要时间来重建低偏移量。这本质上影响了稳定的时间和行为。

 
使用较高的时钟频率已实现了相对快速的恢复和稳定时间;然而,这些参数通常为几十微秒或对零漂移放大器更高。通常情况下,这是由于设计权衡。在晶体管级放大器设计中,选择更快的稳定时间会导致更高的失调电压。通常,较低的输入失调电压规格具有较高的优先级。


导通时间和强固的设计


由于零漂移放大器含相当多的逻辑电路,因此它们也包括一些在启动和电源故障(如停电)期间确保特定行为的方法也就不足为奇了。当第一次启动一个偏置校正放大器,在很短的时间内输出将反映未经校正的偏移量。一旦电源电压达到电源复位(POR)电路设定的跳闸点,偏置校正机制需要几个时钟周期,直到放大器的输出达到指定的失调电压限值为止。

 
通常,从整个系统的角度来看,放大器启动时间并不是个关键项,因为它通常在整个系统的启动时间内。这可能是许多运放制造商没有在他们的零漂移放大器数据表中显示这个参数的原因。应该注意的是,启动时间也取决于放大器的配置增益-更大的增益可增加整体启动时间。

 
在非常关键的系统中,应考虑这样一个事实,即线性放大器简单地消除了这些错乱,提供更强固的启动性能。一些精密运算放大器使用TRIM而不是斩波稳定型或自归零结构来实现低失调电压。这采用放大器省去了任何时钟系统。这在许多设计如大型工业断路器中是个关键的考量。折中之处在于,这些微调线性放大器不一定达到零漂移放大器相同的超低输入失调电压性能。
 


改善轨对轨性能的零漂移效应

轨对轨输入运算放大器使用两个输入对实现加宽共模输入电压范围。PMOS对可用作较低输入电压区域的输入级,而NMOS对可用于较高输入电压区域。每个输入对具有其自己相应的输入失调电压。当共模电压从一个区域移动到另一个区域时,通常存在交叉区域,其中失调电压从一个区域跳跃到下一个区域。

 
与非零漂移放大器相比,零漂移运算放大器中的轨对轨输入性能带来了明显的好处,显著地降低了PMOS和NMOS输入对之间的输入级交叉区域的影响。接近共模输入电压极限的失调电压和失调电压漂移性能是极佳的,因此零漂移放大器也常用于高边电流检测等应用。


零漂移对低频噪声的影响


零漂移斩波稳定型放大器特别适合在较低频率下进行精确、高增益放大。通常,它们不表现出线性运放的较高带宽,它们的时钟频率的位置为信号保真度确立了一个实用的频率限制,如在关于混叠的章节中所述。这使得在低频的性能特别重要,而且斩波稳定型架构通过消除经典的线性运放1/f输入电压噪声,进一步有助于低频可用性(见图14)。

 
许多高增益传感器应用处于低频,使得零漂移放大器成为这一功能的自然选择。尽管这里使用了术语“低频”,但是这些放大器通常提供高达100 kHz的优异性能。

                                                         (a)                                 (b)
 
与电压噪声一样,斩波稳定也消除了1/f电流噪声。但由于输入开关的电荷注入,斩波稳定型放大器显示出斩波中更大的输入电流噪声。这增加的电流降低了输入阻抗可导致噪声等于或超过电压噪声水平的水平。以NCS333为例,62-NV/√Hz输入电压噪声在1 kHz下,当输入阻抗大于177 kΩ时,350-fA/√Hz输入电流噪声将导致噪声超过输入电压噪声。
 
相比之下,零漂移自归零放大器把噪声降到基带。与斩波稳定型结构相比,这给自归零结构带来了在输入信号处于直流或低频时的一个缺点。

零漂移对输入电流的影响

由于斩波稳定技术,所有的零漂移放大器都存在输入电流尖峰。这些电流尖峰是由电荷注入和时钟馈通引起的。输入电流在IIB规范中被平均,但输入偏置电流不是真正恒定的。实际上,输入电流尖峰随着时钟频率周期性地出现。
 
当输入电流流过输入电阻时,这会导致输入电压尖峰,使增益倍增。为了最小化电压尖峰,不推荐使用非常大的输入电阻值。输入电流尖峰也可以用一个简单的低通RC滤波器滤除,如图13所示。滤波器频率应设置在斩波采样率以下。
 
此外,输入电流尖峰使零漂移放大器不适用于测量输入电流的跨阻抗放大器。

SPICE模型中零漂移效应的缺失

SPICE仿真不提供对零漂移放大器行为(如混叠)的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是连续时间模型。它们被设计成尽可能接近运算放大器的线性性能。斩波器未建模。它们是连续的时间,因为钟控和采样的系统仿真得更慢。

 

总结

零漂移放大器提供出色的DC和低频性能。增益带宽积是用于确定零漂移放大器电路实际带宽的不甚理想的规格,特别是因为它们的内部时钟在这带宽内。实现最佳性能需要了解不总是可用的内部时钟频率,但有时其他线索和测试将显示出来。

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